抚州干式变压器电流模式控制

抚州干式变压器电流模式控制

24W抚州干式变压器电流模式控制电路有两个反馈环，如图所示：一个响应速度慢的外环通过R1、B2和误差放大器EA检测直流输出电压，从而产生控制电压V；另外一个是由R1，V和脉冲宽度调节器PWM构成的快速响应的电流内环，通过R1检测抚州干式变压器管的峰值电流（即峰值电感电流）并逐周期限流以保持此峰值电流恒定。这种方式可以解决推挽电路的偏磁问题，在解决偏磁问题的其他方法。不是那么可靠的情况下，电流模式控制使得推挽电路变得更加实用。此外，由于抚州干式变压器管的电流波形峰值恒定，也简化了反馈环路的设计。

补充：本例中所用变换器为正激型拓扑，副边电流折射到原边，通过检测流过Q1和Q2的公共电流，电流内环有效控制输出电感L的电流。电流内环通过逐周期调节保持L的峰值电流恒定，仅在缓慢地响应输出电压调整时调节电流。因此，将L、的峰值电流作为控制参数，这就将L排除在电压外环的小信号传递函数之外，使得闭环响应速度更快。同时，由于电流为控制参数，使得限流和短路保护成为电流模式控制的固有特性。又由于电流被逐周期控制，因此可以有效控制Q1和Q2电流不平衡，变压器T不存在饱和问题。并且，输入电压的任何变化都被L上的峰值输出电流（变化）抵消，因此变换器具有优良的网压调节性能。

抚州干式变压器电流馈电拓扑
如图所示，电流馈电拓扑经过一个输入电感（扼流圈）来从输入端获取能量。图中推挽正激变换器的变压器顶端从输入电感L获得能量。电路的输入是一个高内阻的电流源（输入电感L1），而不是低内阻的整流滤波电容或电池。较高的源阻抗可有效地解决变压器T1的偏磁问题，并且具有其他一些优点。

抚州干式变压器电流模式控制
在以前讨论的所有电压型拓扑中，输出电压都是唯一的控制参数。在这些电路中，对负载电流变化的调整过程是：电流变化引起输出电压的微小变化，而误差放大器会检测到这个变化并且调节抚州干式变压器管的导通时间以保持输出电压恒定，但电压型拓扑并不直接检测输出电流。
在19世纪80年代，一种电压和电流同时被检测的新拓扑—电流模式拓扑出现了。虽然这种拓扑在此以前也为人所知，但由于需要分立元件实现控制，所以应用并不广泛。当Uni-trode推出一款能实现电流模式控制所有功能的新型PwM芯片一UC1846时，电流控制技术的优势很快被大家认同并得到了广泛应用。
补充：如今，市场上已经出现了许多功能类似的电流模式控制芯片。 Unitrode成为了T公司的一部分。
UC1846采用电流模式控制，输出两路相位差为180°的PwM脉冲信号，可应用于推挽、半桥、全桥、交错正激或者反激变换器。现在也有较廉价的单端PwM控制器—UC1842，可应用于电流模式的单端变换器，如正激、反激和Buck调整器。

抚州干式变压器电流模式控制的优点
防止推挽变换器的偏磁问题

当推挽变换器的变压器磁心工作点偏离磁滞回线原点，就会出现这种现象。其后果是磁心饱和，使一只晶体管承受的电流远大于另外一只，如图所示。

如果磁心工作点远远偏离磁滞回线原点，变压器就可能进入深度饱和而损坏晶体管。在228节中讨论了一些防止偏磁的方法。但是这些方法在一些异常的网压输入或负载变条件下，特别是大功率输出时，仍不能完全保免偏磁。

电流模式检测每个周期的电流脉冲，并且通过调整晶体管导通时间使交替电流脉冲峰值相等。这一特点使推挽电路可应用于各种新设计，并且对其他拓扑也非常有价值。例如，电流模式出现之前，为可靠防止偏磁，往往选择没有偏磁现象的正激变换器，而这提高了设计成本。
从式可知，正激变换器的初级电流峰值为3.13（P／V）。而由式可知，推挽电路的电流峰值只有它的一半，即1.56（P/V）。在小功率场合，尽管在同等输出功率条件下，正激变换器峰值电流是推挽电路的两倍，但由于只用一个晶体管，其应用还是比较广泛的。但在大功率场合，正激变换器峰值电流是推挽电路的两倍的问题就显得非常突出了。推挽拓扑非常适用于通信抚州干式变压器的场合，其输入电压范围为38~60V，而可保证没有偏磁问题的电流模式推挽电路正适用于这种抚州干式变压器。

对输入网压变化无误差放大器延时的快速响应（电压前馈特性）
输入网压变化会立即引起晶体管导通时间调整是电流模式本身固有的特性。与传统的电压模式不同，这种响应无需等到输出变化反馈到误差放大器时才发生，因此没有延迟。具体情况将在后面详细讨论。

反馈环路设计的简化
前面讨论的所有拓扑（反激变换器除外）都有一个LC输出滤波器。在略大于谐振频率时，LC滤波器可造成大180°的相移，且随频率的提高，输出输入的电压增益会快速下降。随着频率的上升，串联L支路阻抗会上升，而并联支路阻抗会下降。


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